Der Phonovorverstärker

Aufbau

Der Phonovorverstärker verstärkt das Signal eines MC-Tonabnehmersystems mit 150$\mu$V Empfindlichkeit auf Hochpegel und entzerrt es gleichzeitig nach der von der RIAA festgelegten Entzerrkurve (siehe [Hü97]). Die IEC-Entzerrung kommt nicht in Frage, da der Plattenspieler nicht rumpelt und die nachfolgende Elektronik in der Lage ist, alle vom MC-System kommenden Signale zu verarbeiten. Normalerweise gibt es auch irgendwo in der Kette zwischen Tonabnehmersystem und Lautsprecher mindestens einen Hochpaß, der Infraschallsignale ausreichend dämpft.

Der Vorverstärker besteht aus mehreren gekoppelten Einzelstufen (siehe Schaltplan ):

1. einer extrem rauscharmen linearen Verstärkerstufe mit 40 dB Verstärkung,
2. einem passiven Tiefpaß von 2122 Hz (75 $\mu$s),
3. einer zweiten Verstärkerstufe, die gleichzeitig als aktives Filter für die beiden Pole 3180 $\mu$s und 318 $\mu$s dient,
4. und schließlich einer Offsetkompensationsschaltung, die den Offset der ersten Verstärkerstufe eliminiert.

Die Aufteilung in zwei Verstärkerstufen ist notwendig, weil eine Gesamtverstärkung von 64 dB bei 1kHz (84 dB bei 20 Hz!) mit einer einzigen Stufe nicht mehr in hoher Qualität machbar ist; der Klirrfaktor wäre zu hoch, weil bei einer einzelnen Stufe nicht genügend Schleifenverstärkung zur Reduzierung der Verzerrungen vorhanden ist.

Die Wahl zweier getrennter Filter statt eines einzigen Kompositfilters zur RIAA-Entzerrung hat seine Ursache darin, daß ein Kompositfilter für alle drei Pole ist nur sehr kompliziert zu berechnen ist, weil die Pole recht nah beieinanderliegen und sich gegenseitig beeinflussen. Wer die sehr ausführlichen Berechnungsgrundlagen in [Lip79] begutachtet hat, versteht das schnell.

Weitere Designgründe finden sich in den folgenden Beschreibungen der einzelnen Stufen.

Abbildung 2.1: Schaltplan des Phonovorverstärkers

Die erste Verstärkerstufe

Es gibt mittlerweise extrem rauscharme Operationsverstärker, die auch preislich mit gepaarten rauscharmen Transistorpärchen durchaus vergleichbar sind, aber leichter erhältlich als diese. Ausserdem macht ein Transistorpaar allein noch keinen Verstärker und erfordert wesentlich mehr Aufwand bei der Regelung der Versorgungsspannung und sehr hohe Präzision der verstärkungsbestimmenden Widerstände. Beispiele für in Frage kommende Operationsverstärker sind der LT1028 von Linear Technology und der AD797 von Analog Devices.

Ein nichtinvertierender Verstärker von ca. 40 dB Verstärkung wird mit Hilfe eines Gegenkopplungsnetzwerks zweier Widerstände von $R_{8}=1k\Omega$ und $R_{12}=10\Omega$ aufgebaut^2.1. Ich tendiere zwar normalerweise nicht zu solch niedrigen Gegenkopplungswiderständen, um den Ausgang des Operationsverstärkers nicht unnötig zu belasten (aus Wärme- und klanglichen Gründen), in diesem Fall müssen wir aber eine Ausnahme machen, da $R_{12}$ vom Eingangsrauschstrom durchflossen wird. Er sollte deshalb so klein gehalten werden sollte, daß sein Beitrag zum Rauschen des Verstärkers vernachlässigbar wird.

Der Eingangswiderstand wird mit dem Widerstand $R_{2}$ parallel zum Eingang realisiert, der passend zum MC-System gewählt wird. Bei Low-Output MC-Systemen sind das 100-150$\Omega$, bei High-Output MC-Systemen kann man bis zu 1000$\Omega$ gehen (Herstellerangabe beachten). Ich habe hier $R_{2}=100\Omega$ gewählt.

Das führt jetzt dazu, daß wir am nichtinvertierenden Eingang einen Quellwiderstand von $100\Omega\Vert6\Omega$ und am invertierenden Eingang von $1000\Omega\Vert10\Omega$ haben. Dieses Ungleichgewicht führt dazu, daß der Eingangsstrom (der bei den genannten Operationsverstärkern ziemlich hoch ist), der durch beide Quellwiderstände fließt, eine zusätzliche Offsetspannung hervorruft, die dann um 40 dB verstärkt wird. Normalerweise wird zur Reduzierung dieser zusätzlichen Offsetspannung ein kleiner Widerstand vor den invertierenden Eingang geschaltet, der das Ungleichgewicht kompensiert. Da dieser Zusatzwiderstand aber auch vom Rauschstrom durchflossen wird. habe ich ihn hier weggelassen. Der Offset wird dann später von der Offsetkompensation eliminiert.

Später habe ich dann noch in einem Kanal $R_{8}$ durch die Serienschaltung eines 750$\Omega$ Widerstands und eines 500$\Omega$ Trimmers ersetzt, um eventuelle Kanalunterschiede des Tonabnehmersystems ausgleichen zu können.

Der passive Tiefpaß

Für den 75 $\mu$s Tiefpaß habe ich aus folgenden Gründen ein passives Filter gewählt:

1. Der 75 $\mu$s Tiefpaß muß als erstes Filter kommen, weil sonst die Gefahr besteht, daß die nachfolgenden Verstärkerstufen im Hochtonbereich übersteuert werden.
2. Die erste Verstärkerstufe kann nicht mit einem invertierenden Verstärker realisiert werden, aufgrund des stark erhöhten Rauschens des Eingangswiderstands. Zu den geschätzten 6$\Omega$ Generatorwiderstand meines MC-Systems kämen nochmals 100$\Omega$ Eingangswiderstand in Serie dazu, die dann eine um
   
   $$\sqrt{\frac{100\Omega+6\Omega}{6\Omega}}=4.2=12.5dB$$
   
   
   höhere Eingangsrauschspannung zur Folge hätten. Das ist nicht akzeptabel.
3. Der 75 $\mu$s Tiefpass ist als aktives Filter bei Verwendung nichtinvertierender Verstärkerstufen nicht exakt nachbildbar, weil damit Verstärkungen von unter 0 dB nicht möglich sind und dadurch ein zweiter unerwünschter Pol entsteht. Eine exakte Filterung ist nur möglich, wenn ein zusätzliches passives Filter an das aktive Filter angekoppelt wird, welches den unerwünschten Pol kompensiert. Da dieser Pol aber abhängig von der Verstärkung ist, kann die Verstärkung nicht mehr variiert werden, da die Kompensation dann auch geändert werden müsste. Dies ist bei MC-Systemen aber wünschenswert, weil diese in Ausgangsspannung (50 $\mu$V bis 2 mV) und Quellimpedanz sehr viel stärker variieren als MM-Systeme.

Der passive Tiefpaß besteht aus einem simplen RC-Filter. Zur Berechnung geht man wie folgt vor:

$$Aus\quad\omega=\frac{1}{2\pi f_{g}}\quad und\quad f_{g}=\frac{1}{2\pi R_{20}C_{35}}\quad folgt:$$

$$\omega=R_{20}C_{35}\quad also\quad C_{35}=\frac{\omega}{R_{20}}\quad bzw.\quad R_{20}=\frac{\omega}{C_{35}}$$ (2.1)

Der Kondensator muß von sehr hoher Qualität bezüglich Toleranz und Klang sein. Es kommen eigentlich nur Styroflexkondensatoren in Frage, weil sie in 1% Genauigkeit erhältlich sind. Es gibt sie allerdings nur bis maximal 15nF. Ich habe hier $C_{35}=10nF$ gewählt, weil sich dann der zugehörige Widerstand nach Gleichung 2.1 zu $R_{20}=7,5k\Omega$ ergibt, und dieser Wert ist mit 1% Genauigkeit erhältlich. Ich habe dabei aus einer größeren Menge mit Hilfe eines Kapazitätsmeßgerätes zwei Kondensatoren selektiert, die die gleiche Kapazität haben und möglichst nah am Sollwert liegen. Auch die 7,5k$\Omega$ Widerstände wurden mit Hilfe eines Widerstandsmeßgerätes auf exakte Gleichheit selektiert.

Die zweite Verstärker- und Filterstufe

Die zweite Verstärkerstufe ist zugleich das Filter für die beiden Pole 318$\mu$s und 3180$\mu$s. Ein passives Filter ist zwar möglich, macht aber wenig Sinn, weil man dann das Signal viel mehr verstärken müsste. Das wiederum erhöht den Klirrfaktor, und das wollen wir nicht.

Wir brauchen also ein Filter, welches bei DC mit voller Verstärkung arbeitet, dann bei 50,05 Hz mit 6 dB/Oktave abfällt und bei 500,5 Hz wieder in einen geraden Frequenzgang übergeht. Das lässt sich einfach dadurch erreichen, daß man dem Widerstand $R_{26}$ im Gegenkopplungsnetzwerk eine Serienschaltung aus dem Widerstand $R_{24}$ und dem Kondensator $C_{36}$ parallel schaltet. Bei sehr niedrigen Frequenzen wirkt $C_{36}$ als Unterbrechung, so daß die Verstärkung nur von $R_{26}$ abhängt. Bei sehr hohen Frequenzen wirkt $C_{36}$ als Kurzschluß, so daß die Verstärkung von $R_{26}\Vert R_{24}$ abhängt.

Zur genauen Berechnung muß man die Formeln der Übertragungsgleichung der Filterschaltung herleiten und dann einen Koeffizientenvergleich mit der gewünschten Filterformel machen. Wir wollen das unter Annahme eines idealen Operationsverstärkers (unendliche Differenzverstärkung, unendliche Eingangsimpedanz, keine Ausgangsimpedanz) durchrechnen^2.2.

Die Übertragungsgleichung der Filterschaltung ist:

$$A_{s}=1+\frac{R_{26}\Vert(R_{24}+C_{36})}{R3}$$

Nach Ausrechnung des Bruches ergibt sich das zu:

$$A_{s}=1+\frac{1+j\omega C_{36}R_{24}}{1+j\omega C_{36}(R_{26}+R_{24})}*\frac{R_{26}}{R_{22}}$$

Dies müssen wir jetzt konjugiert komplex erweitern

$$A_{s}=\frac{1+j\omega C_{36}(R_{26}+R_{24})}{1+j\omega C_{36... ...}R_{24}}{1+j\omega C_{36}(R_{26}+R_{24})}*\frac{R_{26}}{R_{22}}$$

und ausrechnen:

$$A_{s}=\frac{R_{26}+R_{22}}{R_{22}}*\frac{1+j\omega C_{36}\fr... ...R_{26}R_{24}}{R_{26}+R_{22}}}{1+j\omega C_{36}(R_{26}+R_{24})}$$ (2.2)

Die Übertragungsgleichung der beiden Pole 318$\mu$s und 3180$\mu$s ergibt sich aus der Kombination der zugehörigen Gleichungen (siehe [Hü97, Formeln (3) und (4)]). und einem Verstärkungsfaktor $k$ zu:

$$A_{f}=k*\frac{1+j\omega318\mu s}{1+j\omega3180\mu s}$$ (2.3)

Der Koeffizientenvergleich der beiden Gleichungen (2.2) und (2.3) ergibt dann das lineare Gleichungssystem:

$$k = \frac{R_{26}+R_{22}}{R_{22}}=1+\frac{R_{26}}{R_{22}}=\; DC-Verstarkung$$ (2.4)

$$318\mu s = C_{36}\frac{(R_{26}+R_{24})R_{22}+R_{26}R_{24}}{R_{26}+R_{22}}$$ (2.5)

$$3180\mu s = C_{36}(R_{26}+R_{24})$$ (2.6)

Wenn man $C_{36}$ und $k$ als bekannt (bzw. gewünscht) voraussetzt, kann man dieses lineare Gleichungssystem so auflösen, daß man die Berechnungsformeln der Widerstände $R_{26}$, $R_{24}$ und $R_{22}$ bekommt^2.3:

$$R_{26} = \frac{3180\mu s}{\frac{10C_{36}}{9}(1-\frac{1}{k})}$$ (2.10)

$$R_{24} = \frac{R_{26}}{9}(1-\frac{10}{k})$$ (2.11)

$$R_{22} = \frac{R_{26}}{k-1}$$ (2.12)

Ich habe hier wiederum aus Qualitätsgründen für $C_{36}$ einen $10nF$ Styroflexkondensator eingesetzt und als DC-Verstärkung $k=171$ gewählt. Dann berechnen sich die Widerstände zu:

$$\begin{eqnarray*} R_{26} & = & 287883\Omega\\ R_{24} & = & 30116\Omega\\ R_{22} & = & 1693\Omega\end{eqnarray*}$$

Für den Kondensator und die Widerstände gilt das in 2.1.2 auf Seite Gesagte.

Hörversuche im Vergleich zu meinem alten Vorverstärker^2.4 mit Auskopplung des Signals vom Ausgang von $U_{1}$ ergaben, daß die neue Phonostufe zwar sauberer klang, wesentlich mehr Auflösung hatte und auch in den Frequenzextremen weiterreichte, aber gleichzeitig auch kühler, steriler und metallischer und insgesamt weniger musikalisch klang. Erst nach vielen Versuchen fand ich eine Lösung, die der neuen Phonostufe die vermissten Eigenschaften brachte: eine in die Gegenkopplung einbezogene Klasse-A Ausgangstufe mit einem Leistungsmosfet (Dank an Nelson Pass).

$Q_{1}$ wird mit dem Sourcewiderstand $R_{28}+R_{29}$ als Sourcefolger betrieben. Der Ruhestrom durch $Q_{1}$ berechnet sich nach der Formel

$$I_{r}=\frac{-(-U_{B})}{R_{28}+R_{29}}$$

zu 22,7 mA. $Q_{1}$ muß dabei eine Verlustleistung von

$$P_{tot}=(+U_{B})I_{r}$$

gleich 340 mW abführen, $R_{28}$ und $R_{29}$ jeweils die Hälfte, also 170 mW. $Q_{1}$ muß deshalb mit einem Fingerkühlkörper versehen werden, ohne diesen wird er sehr heiß^2.5.

Die Auskopplung zum Hochpegelvorverstärker und zum Tonbandausgang erfolgt jeweils über einen Serienwiderstand von $50\Omega$, da ich sowohl intern wie extern $50\Omega$ Koaxkabel verwende (RG58 bzw. RG214U) und der Serienwiderstand eventuell auftretende Reflektionen^2.6 vernichtet.

Die Offsetkompensationsschaltung

Die beiden Stufen des Phonovorverstärkers haben zusammen eine Gleichspannungsverstärkung von ca. $85dB$.

Kurz gesagt, ist es mit der gegenwärtigen Fertigungstechnik von Operationsverstärkern praktisch nicht möglich, hier tatsächlich auch Gleichspannung zu verstärken - und es ist auch nicht sinnvoll. Es gibt mehrere Möglichkeiten, die Gleichspannungsverstärkung zu verringern bzw. auszuschalten:

1. Es bietet sich natürlich an, einfach am Ausgang kapazitiv auszukoppeln. Das hat jedoch den Nachteil, daß die Grenzfrequenz des entstehenden Hochpaß abhängig ist vom Eingangswiderstand der angeschlossenen Stufen (wobei ein eventuelles Aufnahmegerät nicht vergessen werden darf, es sei denn, man puffert es mit einem Impedanzwandler ab). Will man sichergehen, daß auch bei niedrigen Eingangsimpedanzen die Grenzfrequenz nicht zu hoch wird, muß man einen großen Kondensator einsetzen, und diese sind häufig klanglich nicht zu empfehlen.
2. Man kann auch zwischen der ersten und der zweiten Stufe kapazitiv koppeln. Man muß dann jedoch parallel zu $C_{35}$ einen Widerstand schalten, der den Eingangsruhestrom von $U_{1}$ gegen Masse ableitet. Dieser Widerstand muß sehr viel größer als $R_{20}$ sein, um das Filter nicht zu beeinflussen, und sorgt deshalb für eine höhere Ausgangsoffsetspannung von $U_{1}$.
3. Man kann die DC-Verstärkung der zweiten Stufe auf 0 dB reduzieren, indem man zu R22 einen Kondensator in Reihe schaltet. Es tritt dann praktisch nur noch der DC-Offset der ersten Stufe am Ausgang auf.

   Für eine untere Grenzfrequenz von unter 20 Hz muß der Kondensator dann eine Kapazität von 4,7 $\mu$F haben. Hörtests mit einem 6,8 $\mu$F Kondensator (entsprechend 13 Hz untere Grenzfrequenz) gaben mir allerdings den Eindruck einer reduzierten Tiefendynamik (Wucht) gegenüber der ,,offenen`` Version mit voller DC-Verstärkung. Will man deshalb beisspielsweise auf eine untere Grenzfrequenz von 1 Hz gehen, dann benötigt man einen Kondensator von 82 $\mu$F, und der ist als Folientyp sehr groß und teuer. Ein Elko kommt nicht in Frage, weil keine nennenswerte Gliechspannung an ihm anliegt und er deshalb hohe Verzerrungen erzeugt.

4. Man kann den DC-Offset der ersten Stufe kompensieren, so daß nur noch der DC-Offset der zweiten Stufe am Ausgang anliegt. Dies kann man dadurch erreichen, daß man den Gleichspannungsanteil des Ausgangssignals der ersten Stufe auf den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers der zweiten Stufe führt. Praktisch geschieht dies so, daß man zunächst das Ausgangssignal der ersten Stufe mit einem Tiefpaß filtert, dann mit einem Präzisionsoperationsverstärker verstärkt und das Resultat über einen hochohmigen Widerstand auf den Gegenkopplungswiderstand des Operationsverstärkers der zweiten Stufe führt. Dieser so entstandene Spannungsteiler muß genausoviel dämpfen, wie der Präzisionsoperationsverstärker verstärkt; dann ist die Kompensation perfekt.

Ich habe mich für die in Punkt 4 aufgeführte Lösung entschieden. $R_{14}$ und $C_{33}$ bilden einen Tiefpaß von etwa 1 Hz Grenzfrequenz. Der Präzisionsoperationsverstärker $U_{5}$ hat entsprechend der Formel

$$A=1+\frac{RVAR_{1}+R_{18}}{R_{16}}$$

einen Verstärkungsfaktor von $119..128$ (41,5 .. 42,1 dB), je nach der Stellung des Trimmers $RVAR_{1}$ ($1k\Omega$). $R_{36}$ bildet zusammen mit $R_{22}$ einen Spannungsteiler, dessen Dämpfung sich nach der Formel

$$A=\frac{R_{22}\Vert R_{26}}{(R_{22}\Vert R_{26})+R_{36}}$$

in etwa zu 122,6 (41,8 dB) errechnet. Man sieht, daß Verstärkung und Dämpfung praktisch gleich sind, und das Trimmpoti $RVAR_{1}$ dient dazu, diese im realen Betrieb auf exakt gleiche Beträge abzugleichen.

Ein Bild der bestückten Platine findet sich in Abbildung 2.2 auf Seite .

Abbildung 2.2: Foto der Phonoplatine